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数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器1IW1691 数字 PWM 电流型控制器准谐振软开关技术操作一．特征1.原边反馈消除了光电子的光电隔离器,简化了设计 2.准谐振软开关技术操作整体效率最高 3.EZ-EMI 设计很容易满足全球 EMI 标准 4.130kHz 以上的开关频率能减小适配器尺寸 5.内置电缆降低成本 6.非常紧密的输出电压调节 7.没有所需的外部组件补偿 8.符合 CEC / EPA 空载功耗和平均效率法规 9.内置输出恒流控制与主面反馈 10.低启动电流（典型的 10μA） 11.内置软启动 12.内置短路保护和输出过电压保护 13.可选的 AC 线下/过电压保护 14.超温保护二．说明书iW1691 是一个高性能的 AC / DC 电源供应控制器，它采用了数字化控制技术 建立峰值电流模式 PWM 反激式电源。该器件工作在准谐振模式，在重负载情况下 能提供高效率的内置的一些关键保护功能，同时最大限度地减少了外部元件数， 简化了 EMI 设计，并降低总材料成本。 iW1691 消除二次反馈电路，同时实现出色 的线路和负载调节。它也消除了用于环路补偿组件在所有工作稳中求进条件。它 允许一个脉冲由脉冲波形分析环路响应速度远远超过传统的解决方案，从而改进 了动态负载响应。内置的电流限制功能使优化变压器设计在宽输入电压通用离线 应用范围内。2数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器在轻负载确保超低的工作电流的 iW1691 是针对最新的应用监管标准的理想的 平均效率和待机能力。三．应用1．AC / DC 适配器/充电器、手机、PDA 、数码相机 2．消费类电子产品的 AC / DC 适配器图 3.1 典型应用电路四．引脚说明数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器3引脚 1 2 3 4 5 6 7 8名称 NC VSENSE VIN SD GND ISENSE OUTPUT VCC类型 ― 电压输入 电压输入 电压输入 接地 电压输入 输出 电压输入引脚功能 没有连接 辅助电压检测（用于初端调节） 从整流线电压检测信号输入 外部关机控制，如果不用通过电阻接地 接地 初级电流检测 栅极驱动外部 MOSFET 开关 逻辑电源和复位电路的电源五．极限参数绝对最大额定参数值或范围，如果超出造成永久性损伤。最大安全操作条件， 在电气特性 6.0 中。4数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器条件 直流电源电压范围（引脚 8，ICC = 20mA 的最大值） 直流电源电压范围（引脚 8，ICC = 20mA 的最大值） 输出 VSENSE 输入(引脚 2, IVsense ≤ 10 mA) VIN 输入 (引脚 3) ISENSE 输入（引脚 6） SD 输入（引脚 4） TA≤25°C 的功耗 最高结温度 储存温度 在 IR 回流导致温度在 IR≤15 秒 热敏电阻环境 静电阻抗器额定 JEDEC JESD22-A114 封闭测试 JEDEC 78符号 VCC ICC范围 -0.3～18 20 -0.3～18 -0.3～4.0 -0.3～18 -0.3～4.0 -0.3～18单位 V mA V V V V V mW ℃ ℃ ℃ ℃/W V mAPD TJMAX TSTG TLEAD θJA526 125 -65～150 260 160 2000 ±100六．典型性能特征在 VCC = 12 V，40℃≤T≤85℃，除非另有规定（注 1） 参数 VIN（引脚 3） 起动低电压阈 值 启动电流 关闭低电压阈 值 输入阻抗 ZIN IINST VUVDC VINSTLOW TA=25℃ 正沿脉冲 VIN=10V,CVCC=10μF TA=25℃ 正沿脉冲 启动后 25 KΩ 201 10 221 15 243 μA mV 335 369 406 mV 符号 条件 最小值 典型值 最大值 单位数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器5参数 VSENSE（引脚 2） 输入漏电流 标称电压阈值符号条件最小值典型值最大值单位IBVS VSENSE(NOM)VSENSE = 2 V TA=25℃ 负沿脉冲 1.523 1.5381 1.553μA V输出过压保护 阈值- 00， 01， - 03 输出过压保护 阈-04VSENSE(MAX)TA=25℃ 负沿脉冲1.846VVSENSE(MAX)TA=25℃ 负沿脉冲 负荷 100%1.993VOUTPUT(管脚 7) 输出低电平电 阻 输出高电平电 阻 上升时间 tR TA=25℃ CL=330 pF 10%～90% 下降时间 tF TA=25℃ CL=330 pF 90%～10% 最大开关频率 -00, -01, -03, -04 fSW(MAX) 任意组合线路和 负载 130 140 kHz 40 60 ns 200 300 ns RDS(ON)HP ISOURCE=5mA 175 Ω RDS(ON)LO ISINK=5mA 40 Ω6数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器参数 VCC（管脚 8） 最大工作电压 启动阈值 欠压锁定阈值 工作电流符号条件最小值典型值最大值单位VCC(MAX) VCC(ST) VCC(UVL) ICCQ VCC 上升 VCC 下降 CL=330pF VSENS =1.5V 10.8 5.5 12 6.0 3.516 13.2 6.6 5V V V mAISENSE 管脚 6 峰值限制阈值 短路保护参考 CC 门限 SD（引脚 4） 关断阈值 再启动关机阈 值 输入漏电流 下拉电阻 上拉电流源 IBVSD RSD ISD VSD=1.0V TA=25℃ TA=25℃ 3 107 1
μA Ω μA VSD-TH VSD-TH TA=25℃ 0.95 1.0 1.2 1.05 V V VPEAK VRSNS VREG-TH 1.045 0.127 1.1 0.15 1.0 1.155 0.173 V V V备注 备注 1：调整前设定在 12 V 以上的启动阈值的 VCC。 备注 2：这些参数是不是 100%测试，保证设计和表征。 备注 3： 工作频率的基础上的线路和负载条件的不同而不同， 详情请参阅操作理论。数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器7七．典型特征图 7.1 VCC 电源启动电流和电压关系图 7.2 启动阈值和温度关系8数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器图 7.3 开关频率为理想开关频率与温度关系图 7.4 内部参考电压与温度关系数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器9八．方框图图 8.1 IW1691 方框图九．工作原理iw1691 是一个数字控制器，使用一个专有的初级侧控制技术无需光电隔离反 馈二次调节电路，传统的设计要求。这个设计满足交流/直流适配器的低成本解决 方案。使用的 iw1691 临界不连续导通模式（CDCM）或脉冲宽度调制（PWM）方式 在高输出功率水平和开关脉冲频率调制（PFM）模式在轻负载减少功耗符合 EPA 2 规范。 此外， iWatt 的数字化控制技术使其获得快速的动态响应， 严格的输出调节， 全功能保护电路的初级侧的控制。 数字逻辑控制模块产生开关的开启时间和关闭信号的基础上的线电压和输出 电压反馈信号的时间信息和提供的命令来动态控制外部 MOSFET 的电流。系统的循 环是由数字误差放大器内部补偿。系统有足够的相位和增益裕度是保证设计和没10数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器有外部模拟组件为回路补偿要求。该 iw1691 采用先进的数字控制算法来减少反馈 时间，提高系统的可靠性。 此外，实现准确的二级恒流操作，且不需要任何二次反馈器件和控制电路。 内置的保护功能，包括过电压保护（OVP） ，输出短路保护（SCP）和软启动，AC 线 褐色，过流保护，和 ISENSE 故障保护。如果芯片检测到任何意义引脚是开路或短 路 iw1691 自动关闭。 iWatt 的数字控制方案是专门设计用来解决功率转换的。 这种创新的技术符合 监管要求，绿色操作模式是实际的设计考虑，是理想的低成本解决方案，有着最 小尺寸和最高的性能输出控制。 9.1 NC VSENSE 反馈。 VIN （引脚 3） ：从整流线电压检测信号输入。VIN 输入电压调节，使用一 引脚功能 （引脚 1） ：没有连接。 （引脚 2） ：辅助绕组感应信号输入。这提供了用于调节输出二次电压个电阻网络，有比例缩小。它是用于输入欠压和过压保护。该引脚还提供在启动 电流 IC 供应。 SD （引脚 4） ：外部关机控制。如果关闭控制不使用，该引脚应通过一个电阻连接到 GND。 GND ISENSE OUTPUT VCC （引脚 5） ：接地。 （引脚 6)：初级电流检测。用于循环周期的峰值电流控制。 （引脚 7） ：为外部 MOSFET 开关的栅极驱动。 （引脚 8） ：在正常操作过程中为控制器的电源。该控制器将启动时的VCC 达到 12 V，将停机时的 VCC 电压低于 6V。一个去耦合电容应连接的 VCC 引脚和 GND 之间。 9.2 启动 启动 VIN 引脚前通过 VIN 和 VCC 之间的二极管为 VCC 的电容充电。 当 VCC 的充电电压完全高于启动阈值工作电压 VCC(ST)，使能信号变为活动状态，并启 用控制逻辑；VIN 的开关导通，模拟-数字转换器开始检测输入电压。一旦 WIN 引脚数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器11上的电压是上述 VINSTLOW，iW1691 开始软启动功能。一种自适应的软启动控制算法是 应用在启动状态，在此期间的初始输出脉冲将比较小，并逐渐变大，直到完整的 脉冲宽度来实现。峰值电流被峰值电流比较器周期性的限制。 如果在任何时候，VCC 电压低于 VCC(UVL)的阈值，那么所有的数字逻辑复位。这时 VIN 开关关闭，VCC 电容再次充电达到启动阈值。图 9.1 启动排序图9.3原发性反馈理解 图 9.2 显示了简化反激式转换器。当开关 Q1 导通期间 ton(t)的电流 Ig(t)是直接来自整流正弦 Vg(T)。能量 Eg(t)被存储在磁化电感 LM 中。整流二极管 D1 反向偏 置，负载电流 IO 被供给次级电容 CO。Q1 关断时，D1 导通和存储的能量 Eg(t)被传 递到输出。12数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器图 9.2 简化反激式转换器电路为了紧密调节输出电压，输出电压和负载电流需要被准确感测。这一信息可以 通过辅助绕组在 DCM 反激式转换器读取。在 Q1 的导通时间，输出滤波电容 CO 提供 负载电流。假设 Q1 两端的电压下降为零，LM 两端的电压是 Vg(t)。Q1 中的电流线性 斜坡的速度为：dig (t ) dt?vg (t ) LM（9.1）导通时间结束时，电流上升到：ig _ peak (tON ) ?vg (t ) ? tON LM（9.2）该电流存储的能量为：Eg ?LM ? ig _ peak (tON )2 2（9.3）Q1 关断时，Ig(t)在 LM 强制所有绕组的极性发生逆转。忽略通信时间引起的漏感 LK 在关闭的瞬间，初级电流转移到次级的峰值振幅：id (t ) ?NP ? ig _ peak (tON ) NS（9.4）假想次级绕组是主人而辅助绕组是奴仆。数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器13图 9.3 辅助电压波形辅助电压有下式给出：VAUX ?N AUX (VO ?VV) NS（9.5）反映输出电压，如图 9.3 所示。 在负载的电压不同于次级电压通过一个二极管压降和 IR 损耗。二极管压降是 电流的函数，以及 IR 损耗。因此，如果在一个恒定的次级电流总是读次级电压， 输出电压和二次侧电压之间的差异将是一个固定的 ΔV 。此外，如果电压可以被 读取时，次级电流是小的，例如，在辅助波形的膝盖处（参见图 9.3 ） ，则 ΔV 也将是小的。随着 iW1691 ， ΔV 可以被忽略。 IW1691 逐周期的读取实时波形分析仪的辅助波形信息。然后这部分产生一个反馈 电压 VFB。该 VFB 信号精确的表示输出电压，并用于调节输出电压。 9.4 电压运转常数 软启动完成后，数字控制块测量输出条件，确定输出功率水平，并根据在轻 负载或重负载调节控制系统。 如果这是在正常范围内， 该器件工作在恒定电压 （CV） 模式，并改变脉冲宽度（ TON ）和关闭时间（ TOFF ） ，以满足输出电压调节的要 求。在这种模式下， PWM 开关频率是 30 千赫和 130 千赫之间，由线路和负载条件 而定。 如果 VSENSE 上检测到小于 0.2V 的电压，假定辅助绕组的变压器是开路或短路，则14数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器iW1691 关闭。 9.5 谷值模式转换 为了降低开关损耗的 MOSFET 和 EMI，iW1691 采用山谷模式切换，当 IOUT 是 在 50％以上。谷模式切换， MOSFET 开关导通时 MOSFET 的漏极和源极两端的电压 是谐振点的最低点（参见图 9.4 ） 。最低的 VDS 的切换，将被最小化开关损耗。图 9.4 谷模式转换在最低的 VDS 产生最小的 dV / dt ，从而山谷模式切换也可以降低 EMI 。当 开关频率变得过高，要限制开关频率范围， iW1691 可以跳过山谷（参见图 9.4 在 第一个周期中） 。 iW1691 提供山谷在恒定输出电流操作模式切换。所以，在 CC 模式，EMI 和开 关损耗最小化。此功能优于其他准谐振技术只支持山谷在恒压操作模式切换。这 是有益的应用，如充电器，电源供应器主要工作在 CC 模式。 9.6 电流运转常数 恒定电流模式 CC 模式） （ 在电池充电是非常有用。 在这种操作模式下的 iW1691 将调节在恒定电平的输出电流与输出电压无关，同时避免连续导通模式。 为了实现这一调控 iW1691 通过主电流间接测量负载电流。该初级电流检测由 ISENSE 引脚从 MOSFET 的源极通过一个电阻到地。数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器15图 9.5 功率包络图9.7轻负载下的 PFM 模式 当 IOUT 大于指定的最大负载电流的约 10％时， iW1691 通常工作在一个固定的频率 PWM 或严重的不连续导通模式。随着输出负载 IOUT 减小时，接通时间 tON 减小。 负载电流象征性的下降到低于 10％的时候，控制器转换到脉冲频率调制（PFM）模 式。之后，线电压调制闭合时间，负载电流调制关断时间。当负载电流增大时， 该装置会自动返回到 PWM 模式。 9.8 变频运行 在每个开关周期，将检查 VSENSE 的下降沿。如果未检测到 VSENSE 的下降沿，关断 时间将会延长， 直到检测到 VSENSE 的下降沿。 允许的最大变压器复位时间为 75 微秒， 当变压器复位时间达到 75 微秒，iW1691 立即关闭。 9.9 内部回路补偿 iW1691 集成了一个内部数字误差放大器与无条件的外部回路补偿。对于一个 典型的电源设计， 环路稳定性保证提供至少 45 度的相位裕度和- 20dB 的增益裕度。16数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器9.10电压保护功能 iW1691 包括防止输入欠压（UV）和输出过压保护（ OVP ）功能。 输入电压由 VIN 引脚检测，输出电压由 VSENSE 引脚监测。如果这些引脚的电压超过各自的欠压或过压阈值，iW1691 立即关闭。然而，IC 仍然偏向放电的 VCC 电源。 一旦 VCC 低于 UVLO 阈值时，控制器复位，然后启动一个新的软启动周期。控制器继 续尝试启动，直到故障排除。 9.11 PCL、OC 和 SRS 保护 峰值电流限制 PCL ） ， （ 过电流保护 OCP ） （ 和检测电阻短路保护 SRSP ） （ 功能内置于 iW1691 。 ISENSE 引脚使 iW1691 能够监视初级峰值电流。这使循环周期 峰值电流得到控制和限制。当初级峰值电流乘以由 ISENSE 测量的电阻大于 1.1V，过 电流和 IC 将立即关闭，直到下一个周期的栅极驱动器。输出驱动器将发出在下一 个周期中的开关脉冲，如果未达到，开关脉冲将继续 OCP 阈值，如果 OCP 阈值仍 然达到，开关脉冲将关闭。 如果 ISENSE 感电阻被短路，在不被检测到的过电流条件下有一个潜在的危险。因此， IC 设计用于启动后检测电阻短路故障，出现故障时立即关闭。一旦 VCC 偏向，VCC 将放电。一旦 VCC 低于 UVLO 阈值时，控制器本身复位，然后启动一个新的软启动周 期。控制器继续尝试启动，但不完全启动，直到故障被移除。 9.12 关机 iW1691 关断 （SD） 引脚提供保护， 防止电源过热 OTP ） （ 和额外的过压 OVP ） （ 。 SD 引脚之间交替监测过热和过压条件。在过热监视周期，IC 向 SD 引脚 ISD 输出 恒定电流（ISD） ，并关闭设备，如果 SD 引脚电压低于 1 V。在过压监视周期 SD 引 脚通过 RSD 接地，如果在 SD 引脚的电压高于 1 V，设备关闭。 iW1691 不会尝试重 新开始，直至断开电源后几秒钟，iW1691 可以锁定两个过热和过压保护然后重新 连接（即 VCC 电压为 1 V 以下 VCC(UVL)释放锁定） 。数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器17十 设计示例10.1 设计过程设计范例给出了利用 iW1691 设计逆向变换器。参考图 13.1 中的应用电路。适 配器的设计目标见图表 10.1。它满足 UL，IEC 和 CEC 要求。 条件 输入电压 输入频率 空载输入 输出电压 输出电流 输出干扰 功率输出 CEC 效率 单位 VIN fIN PIN VOUT(cable) IOUT VRIPPLE POUT η表 10.1 iw1691 设计规格表范围 85 - 264 VRMS 47-64Hz 100mW 5.0V 1A &100mW 5W 69%10.2确定组件序号 基于设计指标，选择最适合的设计组件。详细的信息请参考 11.0 节。电缆压降补偿。 电缆压降补偿是 iW1691 的一个可选特性。这个特性可以帮助获得供应电源在 电缆末端产生的输出电压。在直流电压情况下，输出电流变化，而电压保持恒值。 对于供应电源的输出电压有这个结论。然而，在某些应用中，设备并不是直接连 接到供应电源上充电的，甚至是通过一个电缆来充电的。这条电缆可以看做是供 应电源的内阻。因此，当输出电流增加时，电缆末端的输出电压将会下降。通过 电缆补偿这个选项，iW1691 可以通过提高供应电源的输出电压以抵消电缆电阻上 损失的电压，从而完成了电阻补偿。 为了找到适合给定电缆的电缆补偿，选择在最大输出电流下的电压降最近的 电缆压降补偿数目。 利用下述公式（10.1）进行计算，下面的计算 VOUT 其中 VFD 是输出二极管的正向电18数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器压。VOUT ? VOUT ? Cable ? ? VCableDrop ? VFD(10.1)对于这个例子，由于不存在电缆，所以 VCableDrop 是 0V，假设 VFD 是 0.5，VOUT 是VOUT ? 5.0V ? 0V ? 0.5V10.3输入选择VIN 电阻可以在初始时选择，从而减小 IC 的输入电压。默认的输入电压比例 因子是 0.0043，引脚的内部电阻是 ZIN (25 kΩ)。因此，VIN 电阻等于RVin ? Z IN ? Z IN 0.0043(10.2)利用式 10.2 可知，理想的 RVin 是 5.79MΩ。较低的 RVin 会得到较慢的供应电源 的启动时间。RVin(VIN ? TON )limit ?的值影响 IC 的(VIN TON) 限制。 (10.3)0.0043 ? 720V g? s Z IN RVin ? Z IN 0.V g? s Z IN RVin ? Z IN(VIN ? TON ) PFM ?(10.4)因此，在这个例子中 RVin(VIN ? TON )limit ?选择 5.1 MΩ 。(VIN ? TON ) PFM0.0043 ? 720V g? s ? 635V g?s 25k ? 5.1MΩ ? 25kΩ 0.V g? s ? ? 119V g?s 25kΩ 5.1MΩ ? 25kΩ需要注意的是，通过改变 RVin 到不是 5.79 MΩ的值上，启动的最大和最小输 入电压也会随之发生改变 。 虽然 iW1691 是利用准确的 VIN 比例因子来进行计算的， 需要在输入引脚上加 上一个电容滤波，从而滤掉 VIN 信号上可能存在的干扰。这一点在有很多线的情 况下是很重要的。数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器1910.4线匝比 初级和次级线圈的最大允许线匝比是由 PFM 模式下最小的变压器复位时间决定的。NTR? max ? ?(VIN ? TON ) PFM TREST ( min ) ? VOUT119V g? s ? 14.4 1.5us ? 5.5V(10.5)设为 TRESET(min) 1.5μsNTR? max ? ?11 到 15 处的线匝比可以得到最佳的性能。所以在这个例子中选取 13.8。 还需要注意，在谷值模式下，线匝比越高，VDS 启动电压越低，这意味着启动电源 消耗越小。同样需要注意随着线匝比的增加，MOSFET (VDS) 的电压应力将越高。 二极管输出的电压应力随着线匝比的增加将变小。 10.5 工作最大值(VIN TON) 谷值模式转换下最大的工作 VIN TON 或(VIN TON)MAX 通常设计为满载和最小的输入 电压。对于 iW1691，需要满足两个限制条件（式 10.6 和 10.7）才能在满载和最 小输入电压下得到实际的(VIN TON)MAX 。TP (QRmin ) ? 1 110kHz 1 ? ? TRES 110kHz(10.6) (10.7)TP (QRmin )TRES 是 VDS 的谐振周期，如图 10.2。TRES 可以近似估计为 2μs 的起始值，最后 将随供应电源的改变而改变。图 10.2 VDS 谐振周期20数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器当两个法则都满足了，则(VINTON)MAX 可以由公式 10.8 确定。(VIN ? TON ) max ? ? 1 1 ? ? f SW (max op ) ? ? ? ?V ? ? INDC ( min ) NTR ? VOUT ? ?? ?? ?? ???1(10.8)f SW (max op ) ?1 TP (QRmin )其中，VINDC(min) 是大电容之间的最小输入电压。为了防止在正常工作时检测到 输入欠电压，VINDC(min) 应比停止工作限制的输入欠电压要高。VINDC ( min ) ?RVin ? Z IN g UVDC V Z IN(10.9)假设 TRES 是 2μs ，于是：TP (QRmin ) ? 10? sTP (QRmin ) ? VINDC ( min )1 ? 2? s ? 11.1? s 110kHz 5.1MΩ ? 25kΩ ? ? 0.396V ? 76V 25kΩ为了有一些裕量，式 10.8 中的 VINDC(min) 取为 85V。f SW (max op ) ? 85kHz TP (QRmin ) ? 11.8? s(VIN ? TON )max? 1 ? 1 ? ?85kHz ? ? ? ? 85V 13.8 ? 5.5V ??? ? ? ? 472V g? s ???1另外，为了元件值由足够的裕量，通常：(VIN ? TON ) max ? (VIN ? TON )limit ? 0.85 (VIN ? TON ) max ? 635g? s ? 0.85 ? 540V g? s(10.10)因为我们选取 VIN?TON 为 472 V?μs 来进行计算，所以有足够的裕量。 10.6 电磁感应 iW1691 的一个特性是缺乏对于 CC 曲线的电磁感应独立性。 尽管恒定直流限制不依赖于电磁感应， 但在电磁干扰方面仍有一些限制。 M 最 L 大值受变压器需要的电源能量限制，从而可以对供应电压进行校准。这一部分由 以下给出数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器2 (VIN ? TON )max ? f SW (max op )21LM ? max ? ?2 ? PXFMR ( MAX )VOUT ? I OUT ηX(10.11)PXFMR ( MAX ) ?其中ηX 是变压器的效率，对于这个例子我们假设为 87%。PXFMR ( MAX ) ?5.5V ? 1A ? 6.32W 0.87LM ? max ? ?(472V g? s)2 ? 85kHz ? 1.50mH 2 ? 6.32WLM 最小值由最大允许峰值初始电流限制。VREG-TH 对应 ISENSE 最大值。因此 LM 有 以下限制：L M ( min ) ? 2 ? PXFMR ( max ) V f SW (max op ) ? ( REG ?TH ) 2 RIsense2 ? 6.32W ? 1.34mH 10V 2 85kHz ? ( ) 3?(10.12)L M ( min ) ?对于这个例子，取 LM 为 1.42 mH。 如果这些限制没有给 LM 足够的裕量，增大(VIN TON)max 可以增加对 LM 的最大限 制。注意不要超过(VIN TON)limit。另外，注意如果式 10.6 和 10.7 没有满足，则在满 载和低输入电压下得不到(VIN TON)max 。因此这里的一些式子将不成立。 10.7 初级线圈 为了防止变压器饱和，不能超过最大的磁通密度。因此最小的初级线圈要满 足：N PRI ?(VIN ? TON )max Bmax ? Ae(10.13)其中 BMAX 是最大允许磁通密度，Ae 是磁芯区域。从变压器磁芯数据表可以得 出，对于这个例子，BMAX 是 320mT.，对于 EFD15 磁芯，Ae 是 15 mm2。N PRI ?472V g? s ? 98T 320mT ?15mm2对于这个例子，我们选择初级线圈匝数为 138。22数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器10.8次级线圈 从初级匝数可以得出次级线圈匝数。N SEC ?N PRI NTR(10.14)因此，在这个例子中N SEC ? 138T ? 10T 13.810.9 VCC偏置线圈和 VCC 的电容特性VCC 是 iW1691 的供应电源， 且应该低于 16V。 偏置线圈需要保证在正常工作时， 低于 16V。N BIAS ?N SEC (VCC ? TFD ) VOUT(10.15)将 VCC 设定在 10V 左右。 10T ? 10.5V N BIAS ? ? 19T 5.5V 为 NBIAS 选择一个和这个值接近的值，这个例子中我们选取 17 匝。 VCC 电容在 IC 工作过程中存储 VCC 充电电压，控制器不断检测电压，并且保证 在初始和工作前电压处在限定范围内。启动时间与电容充满电的时间是相关的。tSTART ?UP ? VVcc ? VCC ( ST ) VINAC ? ? 2 ? I INST RVin(10.16)10.10VSENSE 电阻和线圈 输出电压规定值是主要由反馈信号 VSENSE 决定的。VSENSE ? VOUT ? PCB ? KSENSE(10.17)其中K SENSE ?RBVsns N ? Vsense ( RBVsns ? RTVsns ) N SEC(10.18)在内部，VSENSE 是与参考电压 VSENSE(nom) 相比较的。其中 VSENSE(nom) 是 1.538V。K SENSE ?VSENSE ( nom ) VOUT ? PCB(10.19)数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器23K SENSE ?1.538V ? 0.V这里可以找到 RBVsns 和 RTVsns 的必要比例。这个例子中，设 RTVsns 为 10 kΩ ，假设 对于 VSENSE 和 VCC 采用同样的线圈0.3076 ?RBVSNS 17T ? RBVSNS ? 10k ? 10TRBVSNS ? 2.2k ?在这一点处，变压器设计已经完成。这时应该确认这个变压器制造的可行性。 10.11 电流感应电阻ISENSE 电阻决定了供应电源的最大电流输出。 供应电源的输出电流由下式决定：I OUT ?T 1 ? NTR ? I PRI ( pk ) ? RESET ? ? x 2 TPERIOD(10.20)当得到最大电流输出时，ISENSE 引脚上的电压也将达到最大值。因此，在恒定直流限 制下：I PRI ( pk ) ?VIsense (CC ) RIsense(10.21)将该式替代到式 10.20 中可以得到：VIsense (CC ) ?TPERIOD ? Kc TRESET(10.22)对于 iW1691，KC 是 0.5V，因此 RIsense 取决于最大输出电流：RIsense ?NTR ? KC ?? x 2 ? I OUT(10.23)从表 10.1 中可以看出，IOUT 为 1.0A，因此 RIsense 为：RISNS ?13.8 ? 0.5V ? 0.87 ? 3.0? 2 ? 1A议为 RIsense 选择±1% 公差的电阻 10.12 输入大电容输入大电容 CBULK 用于保持足够的输入能量， 即使在输入电压降低时也能得到得 到直流输出电源。24数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器CBULK ?? ? VINDC ( min ) 1 2 ? PIN ? ?0.25 ? ? arcsin ? ? ? 2 ?V 2? ? INAC ( min ) ? ??2 ?V2 INAC ( min )2 ? VINDC ( min ) ? ? fline?? ?? ?? ??(10.24)PIN ?VOUT ( cable ) ? IOUT? power supplyVINAC(min) 是最小的输入电压，用于输入到供应电源，fline 是供应电源的最小线 频率（这种情况下为 47Hz） INDC(min) 是有式 10.9 计算得出的。 。V5.0V ? 1A ? 7.25W 0.69 ? ? 85V 1 2 ? 7.25W ? ?0.25 ? ? arcsin ? 2? ? ? ? 2 ? 85Vac ? CBULK ? ? 2 ? (85Vac )2 ? (85V )2 ? ? 47 Hz PIN ?在这个例子中，CBULK 是 20 μF。 10.13 输出电容?? ?? ?? ? ? 16uF输出电容影响供应电源的稳态特性和动态特性。 假设是理想电容，即 ESR 和 ESL 可以被忽略，所以：COUT ( steadyState ) ?QOUT VOUT ( ripple )(10.25)但次级电流低于输出电流时，输出电容提供负载电流：QOUT ?LM ? ( I SEC ? pk ? ? I OUT )22 2 ? NTR ?? x ? VOUT(10.26)ISEC(pk) 为：I SEC ( pk ) ?(VIN g ON ) MAX T ? NTR ?? x LM472V g? s ?13.8 ? 0.87 ? 3.99 A 14.2mH(10.27)保持 VOUT(ripple) 为 50 mV，I SEC ( pk ) ?QOUT1.42mH ? (3.99 A ? 1A)2 ) ? ? 6.97 ?C 2 ?13.82 ? 0.87 ? 5.5数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器25COUT ( steadyState ) ?6.97 ?C ? 139? F 50mV在这个计算中 ESR 和 ESL 被忽略，这个计算仍然合理的原因是次级的输出中的 LC 滤波器的存在。这两个元件减少了 ESR 和 ESL 带来的波动。然而需要注意的是 实际中的波动要比计算的大一些。 假设负载变化的过程是由无负载向 IOUT(HIGH)变化。然后从 11.3 节，公式 11.3 可以 看出输出电容 COUT(Dynamic) 与 VDROP(IC) 之间的联系：COUT ( Dynamic ) ?I OUT ? TP ( Noload ) VDROP ( IC )(10.28)从图 11.2 中可以解出 VDROP(IC) ，其中 VDynamic(DROP) 是动态响应中允许的最大压降， VDROP(Cable) 是由于电缆电阻造成的压降，VDROP(sense) 是 VSENSE 信号足够低时的压降。COUT ( Dynamic ) ?I OUT ? TP ( Noload ) VDynamic ( Drop ) ? VDROP?Cable? ? VDROP ( sebse )(10.29)其中，TP(No load) 是无负载下的最大周期，见式 10.30：TP ( No ? ) ? loadRPreload ? (VIN g ON )2 V PFM ?? Noload 2 2 ? LM ? VOUT(10.30)假设我们希望当负载从无负载变动到 50%负载的过程中 VOUT(PCB) 上有超过 1.0V 的压 降，并且在无负载情况下供应电源的效率是 50%，COUT(Dynamic) 是：TP ( No ? ) ? load2 4.4kΩ ? 119V g? s） （ ? 0.5 ? 363? s 2 ?1.42mH ? 5.5V 2因此如果没有电缆，VDROP(cable) 是 0V。VDROP ( sense ) ? ?1.538V ? 1.38V ? ?将所有的值代入式 10.19：5.0V ? 0.514V 1.538VCOUT ( Dynamic ) ?0.5 A ? 363? s ? 373? F 1.0V ? 0V ? 0.514V选择 COUT(Dynamic) 和 COUT(Steady State)之间的较大值。在这种情况下，COUT 选为 570 μF。 10.14 缓冲网络缓冲网络是为了减少由于门驱动的开关行为导致的 MOSFET 的电压。调节的目 的是消除变压器的漏电感中的能量。为了简化，更保守的设计是假设漏电感中的 能量只通过缓冲器消除。因此：26数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器1 1 2 2 2 ? Llk ? I PRI ( pk ) ? ? CSnub ? ?VSNUB ? VSnub ( val ) ? ? ? 2 2(10.31)其中 Llk 可以从变压器中测量，VDS 是 MOSFET 间的电压。VSnub(pk) 和 VSnub(val) 是缓冲 电容间测得的。选择一个合适的 CSNUB ，注意 CSNUB 值越大，MOSFET 上的电压压力值 越小。然而，电容越大，电容器越贵。在这两个准则上选择合适的 CSNUB 值，VSnub(pk) 和 VSnub(val)。需要选择一个合适的电阻来消除门驱动时的 VSnub(pk) 和 VSnub(val)电阻消耗 见下式：VSnubl ( val ) VSnub ( pk )?eTP (min op ) RSnub gCSnub(10.32)利用式 10.32 可以解决 RSNUB 。它给出了 CSNUB 和 RSNUB 的保守估计。 缓冲网络中的电阻和二极管是串联的。当 MOSFET 关闭时二极管将电流引向缓 冲电容，摊儿当 MOSFET 重新启动时，会产生一些突然的反电流。这是因为二极管 从正向偏置到反向偏置的变换过程需要短暂的时间。这一点使得 VSENSE 信号的下降 沿被扭曲，从而影响 IC 的工作。因此，和二极管串联的电阻用来减少 MOSFET 启 动时的反向电流。 10.15 TON 延时滤波iW1691 有一个特性使得它可以适应高的和低的恒定线电流曲线。在高和低线 的不匹配是由于从集成电路的传播延迟的延迟，驱动器导通延迟，和 MOSFET 的导 通延迟。驱动开启延迟可能进一步增加的栅极电阻的 MOSFET。调整这些延迟的延 迟 iw1691 因素在计算和略超过弥补他们提供的灵活性。RDly 和 CDly 提供额外的延 迟补偿电路。确定值 Rdly 和 Cdly 遵循这些步骤： (1)测量没有滤波元件下的高线和低线恒定电流值得差异。 (2)从图 12.7 中找出和这个差异最接近的曲线。 (3)找出和供应电源匹配的 LM 和τRC。 (4)从式 10.33 中得出 RDly 和 CDly 。τ RC ? RDly ? Cdly(10.33)数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器2710.16SD 保护SD 引脚可设置为三种保护模式：OTP 保护，OVP 保护和 OVP 兼 OTP 保护。图 10.3 中给出了三种设置和无 OTP 和 OVP 的设置。图 10.3 接地引脚接法仅有 OTP 为了检测温度过高，iW1691 每四个周期传递给 SD 引脚 100uA 的电流，见章 节 11.5。在最后一个周期 iW1691 检测 SD 引脚的电压，如果电压低于 VSD-TH,， 则报 OTP 错误。其中正常工作时 VSD-TH, 是 1.0V，在启动时为 1.2V。因此和 NTC 串 联的 RSD(ext) 要满足?RNTC? RSD ( ext ) ? ? I SD ? VSD ?TH(10.34)从而保证不会再工作模式下引起 OTP 错误。 只有 OVP 对于其他四个周期，iW1691 将 SD 引脚通过 RSD 连接到地（见章节 11.5） 。在 最后一个周期 iW1691 检测 SD 引脚上的电压，如果电压高于 VSD-TH, 1 V，则触发 OVP 错误。为了不触发 OVP 错误，假设串联的二极管的压降是 0V，RSD(ext) 必须满足：VOUT ? PCB RSD ? N AUX ? ? VSD ?TH N SEC RSD ? RSD ( ext )其中，RSD = 8.333 kΩ。(10.35)28数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器有 OTP 和 OVP 为了找到 RSD1(ext) 值从而使 OVP 可以被检测到，利用式 10.35，为了找到和 NTC 串联的 RSD2(ext) 可以利用式 10.34。 没有 OTP 和 OVP 如果 SD 引脚上的 OTP 和 OVP 不需要，将它简化为一个电阻 RSD(ext) 将 SD 引脚 通过其连接到地。确保 RSD(ext) 满足式 10.36 从而使 OTP 保护不会被触发。RSD ( ext ) ? I SD ? VSD ?TH(10.36)注意这种方法 RSD ( ext ) ? I SD ? VSD ?TH 中 OVP 不从 SD 引脚检测。然而 VSENSE 引脚的 OVP 仍然是激活的，如果出现过电压，iW1691 会被关闭。因为这个例子中 OTP 和 OVP 并不必要，我们可以在 SD 引脚和地之间放一个电阻替代，利用式 10.36 进行 计算。RSD ( ext ) ? 1.2V 100uA ? 12k ?10.17PCB 布局 在 iW1691 中， 有两个很重要的信号影响着输出性能， ISENSE 信号和 ISENSE 信 即号。 SENSE 电阻要和 MOSFET 的源头接近， I 从而防止 ISENSE 信号被干扰。 另外， SENSE 信 I 号要与 ISENSE 引脚相近。VSENSE 信号要和变压器相近，从而提高感应信号的质量。还 有为了更好的输出性能，所有的旁路电容要与相应的引脚尽可能接近。 为了减少 EMI，将环路做得尽可能小。这些环路包括： （1）输入大电容，初级线圈，MOSFET 和 RIsense 环。 （2）输出二极管，输出电容，和次级线圈环路。 （3）VCC 线圈和整流二极管环路。数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器29图 10.4 开关回路为了提高 ESD 性能，需要提供从变压器地的引脚到 AC 电源的低阻通路，并保 证这条通路不经过 IC 的地的引脚。放电触发点帮助将次级的 ESD 和 EOS 能量转换 到外部 AC 电源。 在切换模式下的供应电源中，有一些地信号，即电源地，开关地，控制逻辑 地。这些地信号通过星型连接。地线要尽可能的短。粗的开关地线可以减少开关 损耗。十一．产品选项11.1 启动选项 启动选项只在启动时影响供应电源，其他时间不起作用。 CC 延时 CC 延时使 IC 在给定时间后进入 CC 模式，这个给定时间由选项确定。这可以 限制输出的电流超调。这个选项中的交换部分表示对于重负载，启动时的上升时 间可能会变长。 11.2 恒定电压管理 iW1691 的设计中含有一个电容设计，从而保证在动态负载条件下和输出电缆 的末端有很严格的恒定电压管理。30数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器电缆压降补偿 电压压降补偿是 iW1691 的一个可选特性，用于弥补从输出电缆到负载间的电 压损失。对于供应电源部分的输出电压有这么一点结论，然而，在一些特定的应 用中，设备可能不直接通过电源进行充电，而是通过连接一根电缆来进行充电。 这条电缆可以看做是供应电源的电阻。因此，当输出电流增加时，电缆末端的输 出电压将下降。通过 iW1691 的电缆补偿特性可以根据输出电流的增加来提高输出 电压，从而弥补电压降。 电缆补偿选项对应于输出电压的比例，这个比例由最大输出电流下的电压降决定。 例如，对于一个 5V 的供应电源，电缆上的压降约为 300mV，于是这个选项应选为 6%，因为 300mV 是 5V 的 6%。 VMIN 选项 有三个部分引起了负载过程汇总的电压降。 VDROP(cable) 是由于通过连接器或电缆的电流增加引起的电压降。VDROP(cable) ? RCABLE ?VI OUT(11.1)第二个部分是当负载为 VDROP(sense) 时引起的电压降。这个电压降是 VSENSE 信号在输出 电压上有明显下降时引起的压降。它是由 VMIN 或负载检测部分的参考电压决定的。 VSENSE(min) 越大，压降就越小。VDROP ( SENSE ) ? (VSENSE ( nom ) ? VSENSE ( min ) ) ?VOUT ( PCB ) VSENSE ( NOM )(11.2)注意，越大的 VSENSE(min) 会造成对噪声和失真的抗性减小。 最后的是由于 VSENSE 压降从 VSENSE(min) 变化到下一个值时引起的电压降。最差的情况 是这是在最长的开关周期的压降量。VDROP ( IC ) ?I OUT ? TP ( Noload ) COUT(11.3)这种情况下越大的电容将会大大减小压降 VDROP(IC) 。 11.3 输出电压保护 iW1691 也提供过电压和低电压保护。对于输出过电压，可以选择超过电压的 某个百分值后关闭供应电源。所有这些保护是通过每几个周期对 VSENSE 信号的检测数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器31得到的。输出低电压保护可以关闭，但是如果在这种情况下，VCC 是 VCC(UVL)的 1V 则 供应电源处于关闭模式。 11.4 输入电压保护 iW1691 也提供输入电压保护。供应电源只有在电压高于 VINSTLOW 才会启动。 11.5 SD 引脚屏蔽 SD 引脚可以屏蔽输出过电压和过温度保护。iW1691 显示过温度报错或过电压 报错。 为了检测过温度报错中， 有关 NTC 的电阻， iW1691 将电流源连接到 SD 引脚， 并检测该引脚上的电压。为了保证电流源是在电压检测前设定的，OTP 和 OVP 要在 最后一个周期进行检测，如图 11.1 中描述。当开关低 SD 引脚连接到相对标准偏差当开关高 SD 引脚连接到一个电流源处检测开关:当开关低 SD 引脚连接到相对标准偏差 当开关高 SD 引脚连接到一个电流源处 图 11.1 SD 引脚检测周期在过电压显示周期中，SD 引脚连接到内部的一个电阻 RSD ，然后连接到地。而检 测的是此时 SD 引脚的电压。32数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器12.2 SD 引脚的内部电路如果 OTP 和 OVP 被选择屏蔽，如果发现报错，控制器将关闭，直到 VCC 压降低于 VCC(UVL) 的 1 V 才重新启动。数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器33十二．设计实例的性能特点图 12.1 在 90 和 264 伏交流效率图 12.2 VSENSE 在 90V 短路34数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器图 12.3 无电缆压降补偿调节图 12.4 ISENSE 在 90V 短路数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器35图 12.5 电缆压降补偿调节图 12.6 输出短路故障（50% 负荷）36数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器图 12.7 RDS(ON) = 55-250Ω 补偿图数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器37十三．应用电路13.1 典型应用电路注 1：ΔIOUT 指的是:90V 和 264V 之间的差异在恒定电流限制在没有 RDLY 和 CDLY 应用。38数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器十四．物理尺寸8 引脚小外形封装（SOIC）图 14.1 8 引脚 SOIC 封装物理尺寸数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器39符号 最小 A A1 A2 B C D E E H H L α 0.228 0.10 0.016 0° 0.053 0. 0.014 0.007 0.189 0.150英寸 最大 0.069 0.010 0.059 0.019 0.010 0.197 0.157 0.050BSC 0.244 0.020 0.049 8° 5.80 0.25 0.4 最小 1.35 0.10 1.25 0.35 0.19 4.80 3.80毫米 最大 1.75 0.25 1.50 0.49 0.25 5.00 4.00 1.27BSC 6.20 0.50 1.25符合 JEDEC 标准 MS12F 控制尺寸是英寸;毫米尺寸只是作为参考 这种产品是通过无铅、无卤化物认证的。 耐钎焊温度: [a]封装符合 IPC / JEDEC 标准 020D 水分敏感级别：一级[b]封装超过 JEDEC； 可以承受标准号 22-a111 焊料抗浸包可以承受 10 年浸泡 温度& 270? 维 D 不包括塑模毛边，毛刺突起或门。毛边，毛刺突起或门不得超过 0.15 毫 米，每端。维 E1 不包括 INTERLEAD FLASH 或突起。INTERLEAD FLASH 或凸出部分 不得超过每边 0.25 毫米。D 和 E1 的尺寸都是在确定基准 H. 封装上可能小于包底。尺寸 D 和 E 在最外层的极端的塑料体专用模具闪光确 定，拉杆的毛刺，毛刺门和 INTERLEAD FLASH，而且包括塑料本体的顶部和底部之 间的任何不匹配。40数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器十五．订购信息零件号码 iW1691-00 选择项 电缆电压= 0 mV, VSENSE(min) = 1.38 V, fSW(MAX) = 140 kHz iW1691-01 电缆电压= 0 mV, VSENSE(min)= 1.515V,输入输 出锁存器， fSW(MAX) = 140 kHz iW1691-03 电缆电压= 0 mV, VSENSE(min) = 1.515V, 输入输出锁存器， fSW(MAX) = 140 kHz iW1691-04 电缆电压=300mV, CC 延迟= 30us， VSENSE(min) = 1.48V, fSW(MAX) = 140 kHz 注 1：磁带和卷轴包装数量是 2500 /卷。 SOIC-8 磁带和卷轴 SOIC-8 磁带和卷轴 SOIC-8 磁带和卷轴 套装 SOIC-8 说明书 磁带和卷轴数字式准谐振操作 PWM 电流模式控制器41关于 iWattiWatt 公司是一家专业半导体公司,为计算机开发智能电源管理 ICS、通信和 消费市场。公司的专利 pulseTrain?技术对电源的设计,是该行业的第一个真正对 电力系统的数字方法的规定。商标信息iWatt?2009，公司保留所有权利。iWatt，IW 灯泡，ez-emi 和 pulsetrain 商 标 iWatt，公司的所有其他商标和注册商标是其各自公司的财产。 联系信息 网站: 电子邮件: 电话:408-374-4200 传真:408-341-0455免责声明iWatt 保留随时更改其产品和停止产品没有通知的权利。应用信息，示意图， 和其他参考此处包含的信息被提供作为设计援助只，因此提供的。iWatt 并不保证 在这方面的信息和不承担任何默示保证的适销性或非侵犯第三方的知识产权。 使用半导体产品的某些应用程序可能涉及死亡的潜在风险，人身伤害，或严 重的财产或环境损害（ “关键应用”。 ） IWATT 不是设计半导体产品,预期,授权,或保证其适合用于生命支持的应用程 序,设备或-系统,或其他关键应用。 包含 iWatt 产品在关键应用程序理解为完全的风险客户。关于应用程序潜在 风险应直接向 iWatt 公司咨询。 iWatt 半导体通常用于高电压电力供应出现在操作期间。 High-voltagesafety 预防措施应该被观察到在设计和操作,减少受伤的机会。